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  • 利用可擴展電流負載提供恒定電阻模式
    利用可擴展電流負載提供恒定電阻模式
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  •   發布日期: 2021-08-26  瀏覽次數: 1,614

    對電源和電池進行測試,需要使用能夠吸收大電流并能消耗大量功率的電流負載。本文所介紹的這種電流負載設計簡單而又準確,它只需要使用一個運算放大器和一個功率MOSFET就可以構建,如圖1所示。

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    圖1:這種電流負載非常簡單,并聯多個MOSFET可以實現更大的電流和功耗。

    流過Q1的電流可以通過下式求得:

     

    這個電流可以通過改變參考電壓(VREF)輕松實現控制。運算放大器應具有低輸入失調電壓,并能采用單電源供電。

    如果要使電路能夠吸收大電流或消耗數十瓦的功率,則可以使用一個運算放大器來對多個并聯工作的MOSFET進行控制。但是,簡單地并聯MOSFET會產生兩個不良影響。一方面,不同的晶體管,即使它們的型號相同,其導通閾值通常也有所不同,并且它們的閾值具有負溫度系數。也就是說,首先,每個晶體管的漏極電流之間可能存在很大的差異,一旦晶體管發熱,其閾值就會降低,這又會進一步使電流增大而使之變得更熱。

    為了使晶體管電流均衡,可以對每個晶體管的源極增加一個串聯的小電阻器。為了使其有效,必須使源極電阻兩端的電壓降與閾值相當,這就會占用1V的很大一部分。這樣,均衡電阻就會消耗很大功率,其兩端的壓降也就會占用電路可工作的最小電壓。

    一種建立大電流、高功率負載的更好的方法是對每個MOSFET進行分別控制,這樣就能避免由于閾值散布而引起的電流不平衡。圖2所示的電路包含兩個這樣的電路塊,但也可以按需添加更多。在跳線J1閉合、J2斷開的情況下,電路以恒流模式工作,總負載電流由下式給出:

     

    如果檢測電阻的數值相等(R2=R5=RS),則總負載電流可以簡化為:

     

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    圖2:這種電流負載原理圖使用了兩個獨立控制的MOSFET。

    測量總負載電流,就需要對每個晶體管的電流進行求和,在本例中可以通過對所有檢測電阻器的壓降進行求和來實現。通常,這是由一個反相加法器后接一個反相器完成的,也即使用兩個運算放大器來搭建。缺點是由于加法器輸出端會發生電壓反轉,因此這兩個運放需要使用雙極性電源供電。

    本設計實例使用了一種更簡單的方法來對電壓降進行求和,那就是使用電阻R7和R8以及僅一個運算放大器。這種加法的原理如圖3所示。N個電阻器中的每一個均由一個具有非常低阻抗的電壓源驅動,也即本例中在檢測電阻器兩端施加壓降時所得到的結果。

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    圖3:這張圖說明了在VOUT處所實現的電壓求和。

    如果VOUT端子沒有電流流出,則根據基爾霍夫定律可得:

     

    因此:

     

    在有兩個檢測電阻器的情況下,如圖2所示,U2A的同相輸入端的電壓是R2和R5兩端壓降之和的一半。在經過2倍增益的U2A后,輸出電壓IMON就是兩個檢測電阻器電壓的總和,用它就可以監視總負載電流的大小。通過并聯添加更多的基本模塊,就可以對電路進行擴展,然后針對模塊數量使用式3和式5,就可以計算出總負載電流,以及U2A放大之前的檢測電流輸出。為方便起見,對于三個電源塊的情況,可以使用一個四運算放大器。

    最后,可以將這個電流負載設置成恒定電阻,這在測試某些電源時就非常有用。其實現方法是提供一部分負載電壓VL作為參考電壓。將跳線J2閉合(J1斷開),U1A和U1B的同相輸入端的電壓就由VL和由R9和R10形成的分壓器所決定,因此負載電流變為:

     

    據此可知有效負載電阻RL為:

     

    通過調節分壓比或用電位計代替R10,就可以將負載電阻從由式7計算得到的標稱值(對于圖2中的值為2.55Ω)變為R10=0時的接近無窮大。


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